Недостатки двойных балансных диодных смесителей. Особенности налаживания смесителей Кольцевой балансный смеситель на диодах

По схемному построению микроэлектронные смесители обычно делят на три типа: смеситель на одном диоде, так называемый одно-тактный смеситель. (ОС); балансный смеситель (БС) и двойной балансный смеситель (ДБС). Более сложные по функциональному назначению смесители рассматривать не будем.

Рис. 4.2. Схема смесителя: а - на одном диоде; б - балансного; в - ДБС по мостовой схеме; г - ДБС по схеме «звезда»

Схемы и показаны на рис. 4.2 . Конструктивно вывод ПЧ сигнала для схемы кольцевого типа выполнен с помощью конфигурации, названной и представляет собой комбинацию гибридного соединения и «четырехдиодной звезды» . Преимуществом схемы «звезда» (рис. 4.2, г) перед кольцевой (рис. 4.2, в) является наличие центрального узла (соединение четырех диодов), с помощью которого осуществляется непосредственное соединение с цепью ПЧ. Все три типа смесителей в значительно большей степени различаются по характеру спектра выходного сигнала, чем по электрической конфигурации их цепей. При преобразовании частоты возникают комбинационные составляющие, частоты которых лежат в полосе пропускания выходных фильтров смесителей, настроенных на ПЧ. На рис. 4.3 построена номограмма для определения возможных комбинаций гармоник сигнала и гетеродина

В табл. 6 приведены комбинационные частоты на выходе БС и Следует помнить, что подавление идет с использованием фазового принципа, поэтому его величина сильно зависит от балансности смесителей и правильного согласования диодов. В табл. 7 приведены параметры различных смесителей .

Рис. 4.3. Номограмма для определения возможных комбинаций гармоник в полосе полезной ПЧ

ДБС имеет следующие преимущества: уменьшение плотности гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектрег увеличение динамического диапазона и максимально допустимой мощности; снижение требований к напряжению пробоя диода; исключение или ограничение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов. Однако ДБС имеют и недостатки: например, возрастание требуемой мощности гетеродина на по сравнению с БС при отсутствии смещения; неудобное расположение диодов. Несмотря на эти недостатки, ДБС широко применяют. Рассмотрим характеристики ДБС .

Ширина полосы смесителя по схеме «звезда» в СВЧ диапазоне равна примерно двум октавам, но она обычно ограничена коротко-замыкающими четвертьволновыми шлейфами до октавы. На основе этой схемы изготовлены смесители с шириной полосы в октаву и развязкой между любыми парами полюсов не менее 20 дБ в диапазоне частот до и не менее 17 дБ в диапазоне На рис. 4.4. показаны основные характеристики смесителей в полосе частот от 1 до Комбинационные частоты в таком смесителе можно подразделить на два типа: сигналы с фиксированным и

(кликните для просмотра скана)

зависимым уровнями. Сигналы первого типа получаются при смешении гармоник гетеродина и входного сигнала: . Амплитуды этих сигналов остаются фиксированными относительно боковых частот первого порядка и на графиках зависимости выходной мощности от входной имеют тот же наклон, что и последние (рис. 4.5, а). Гармоники входного сигнала, смешиваясь с сигналом гетеродина или его гармониками, создают сигналы комбинационных частот с зависимыми уровнями, имеющими частоты Амплитуды этих сигналов по отношению к боковым частотам первого порядка зависят от уровня сигнала гетеродина. На графиках зависимости выходной мощности от входной имеют наклон, равный порядку гармоники входного сигнала Наиболее интересными из них являются частоты, кратные ПЧ, так как при широкой полосе входных частот они могут в нее попасть, например частоты где (рис. 4.5, б).

Как отмечалось, подавление в выходном спектре гармоник входных сигналов и сигналов на комбинационных частотах является одной из важнейших характеристик смесителя. Поэтому для обеспечения заданной величины подавления следует правильно выбирать схему смесителя, нагрузки на его полюсах, а также режим смещения постоянным током 185, 191. Хотя, с теоретической точки зрения, ДБС и обладают преимуществом, на практике при реализации смесителей в виде интегральных схем БС имеют лучшие характеристики, в частности, меньший коэффициент шума и КСВ. Это связано с трудностью реализации ДБС в интегральном исполнении, поэтому БС широко распространены в микроисполнении.

Рис. 4.4. Зависимость потерь коэффициента шума и развязки по схеме «звезда»

Рис. 4.5. Амплитуды сигналов комбинационных частот: а - с фиксированным относительно составляющей - соуровнем; с зависимым уровнем

Рассмотрим величины подавления комбинационных составляющих в БС для оценки эффективности их применения, когда требуется подавлять комбинационные составляющие частотного спектра. Выражения для подавления в частном случае, когда частота комбинационного сигнала где , приведены

в работе . Более общие выражения для расчета величины подавления комбинационных составляющих с частотой для БС получены в работе . На рис. 4.6, а показана эквивалентная схема в которой напряжения комбинационной частоты на выходах смесительных диодов (до схемы сложения); и - напряжения полезной ПЧ в тех же самых точках схемы; напряжения сигнала на входах первого и второго диодов; суммарные напряжения комбинационной частоты и полезной ПЧ на входе схемы сложения. Запишем формулу, связывающую величину подавления комбинационных составляющих в БС с величиной подавления этих же составляющих в ОС:

где - подавление в диоде данного смесителя; М - отношение коэффициента передачи по напряжению первого диода для выходной полезной промежуточной частоты к такому же коэффициенту второго диола; - отношение коэффициентов передачи для выходной комбинационной частоты;

Рис. 4.6. Эквивалентная схема балансного смесителя (а) и структурная схема фазового подавления зеркального канала (б)

Углы между векторами выходных напряжений

где - изменение фазы напряжения гетеродина (сигнала), вносимое нагруженным ответвителем ; изменение фазы напряжения от выхода ответвителя до входа диода; угол, учитывающий полярность включения диода. Величина подавления комбинаций только за счет балансности для следующих коэффициентов: характерных для реальных смесителей, составляет 13,4 дБ.

При проектировании смесителей необходимо учитывать способ полезного использования зеркальной частоты. Потери преобразования и коэффициент шума можно минимизировать правильным выбором реактивной нагрузки на суммарной и зеркальной частотах. Однако зачастую это очень трудно осуществить, особенно если зеркальная и сигнальная частоты близки. Существуют два способа решения этой задачи: использование частотно-избирательных цепей и использование фазовых соотношений между сигналами. Схема, собранная на основе первого способа, может работать в узкой полосе частот. Кроме того, если разность между зеркальной частотой и частотой

сигнала мала, то требуются очень высокодобротные фильтры с малыми потерями, которые трудно изготовить в интегральном исполнении. Известны примеры реализации таких схем, которые позволили получить потери преобразования вплоть до 3,5 дБ .

Следует отметить, что в смесителе существуют два сигнала на зеркальной частоте: сигнал, поступающий на вход смесителя с антенны, и сигнал, образующийся в смесителе за счет преобразования входного сигнала. Если по сигнальному входу на диод поступает внешний сигнал с частотой то, взаимодействуя с колебаниями гетеродина, образуется сигнал промежуточной частоты

Фаза этой не коррелирована с фазой полезного сигнала хотя по частоте ничем не отличается от полезного сигнала и является помехой, от которой нельзя избавиться без применения специальных мер.

Рассмотрим фазовые методы подавления зеркальной частоты, которые наиболее приемлемы для микроэлектронного исполнения смесителей. На рис. 4.6, б представлена структурная схема смесителя с подавлением зеркального сигнала, поступающего на вход смесителей . В схеме использованы два балансных смесителя, на которые сигнал подается через гибридное соединение 1, а сигнал гетеродина поступает через синфазный делитель мощности 2 без сдвига фаз. При этом на выходах смесителей достигаются такие фазовые соотношения между сигналами ПЧ, преобразованными от входных сигналов на зеркальной и несущей частотах, что при сложении на выходном гибридном соединении 3 имеем на одном выходном плече только сигнал ПЧ, полученный за счет преобразования сигнала несущгй, а на другом - сигнал зеркальной частоты, который поглощается согласованной нагрузкой. Опытный образец в полосе частот имеет коэффициент шума 10 дБ (включая коэффициент шума дБ) при мощности гетеродина и постоянном прямом смещении на диодах 0,1 В . Развязка между полюсами сигнала и гетеродина составляет более 16 дБ, а величина подавления сигнала по зеркальному каналу -20-25 дБ.

Интерес представляет схема малошумящего смесителя (МШС) с фазовым подавлением зеркального канала приема и с возвращением энергии зеркальной частоты возникающей в смесителе . Если требуется значительное подавление зеркальной частоты более 30 дБ, то используют смеситель с двойным преобразованием частоты, т.е. два последовательно включенных смесителя: первый «переносит» сигнал на высокую (первую) промежуточную частоту, на которой легко фильтрами подавлять зеркальную частоту, а затем второй смеситель преобразует высокую промежуточную частоту в низкую ПЧ, на которой идет дальнейшая обработка сигнала.

(Из австралийского журнала "AmateurRadio" за апрель 1988 г)
Lloyd Butler, VK5BR

Введение

Стоит только взглянуть на выход смесителя с помощью анализатора спектра, чтобы понять, чтосмеситель является сложным устройством. Ниже будут рассмотрены некоторые принципы смешения и смесительные устройства.

В современной аппаратуре можно обнаружить множество смесительных каскадов. Они известны как устройства, которые, при подаче на них сигналов двух частот, дают дополнительные сигналы, равные по частотам сумме и разности подаваемых на смеситель сигналов. Одна из вновь образованных компонент выделяется настроенным полосовым фильтром (резонансным контуром) и подаётся для обработки далее. Не следует забывать, что остальные компоненты, как входные, так и полученные, также, присутствуют в той или иной степени в выходном сигнале смесителя, они никуда не девались, а просто были уменьшены по амплитуде при селекции. (Следует отметить, что входные сигналы, будучи поданными на нелинейное устройство, каким является смеситель, образуют собственные гармоники, которые тоже взаимодействуют, как между собой, так и с исходными сигналами, подаваемыми на смеситель, получаемые суммарные и разностные сигналы, взаимодействуют как друг с другом, так и с исходными сигналами, их гармониками и комбинационными сигналами, полученными в результате взаимодействия уже вторичных сигналов: каждый сигнал взаимодействует с каждым, давая всё новые и новые частоты, так что на выходе нелинейного смесителя присутствует целый спектр частот с разными амплитудами, задача конструктора заключается в подавлении входных сигналов (балансное смешение по входу), двухбалансные схемы с резонансными элементами на выходе способствуют той или иной степени подавления и нежелательных выходных сигналов смесителя – UA9LAQ).

Все виды встречающихся проблем могут быть заключены в самом процессе смешения и, если Вы занимаетесь конструированием собственной аппаратуры, глубокое изучение процесса смешения Вам не помешает. Ниже делается попытка исследования основных принципов смешения.

Принципы смешения

Если два сигнала с разными частотами подать на линейное устройство (например, идеальный усилитель), то они появятся на его выходе, как ни в чём не бывало, - на своих частотах. Чтобы смешать два сигнала, нам необходимо устройство с “изогнутой” или нелинейной характеристикой, например, такой, как показано на Рис. 1. На диаграмме показан низкоуровневый сигнал f1 с рабочей точкой, установленной для двух положений: Aи B. Отметьте, что выходной уровень fi намного больше в точке В, чем в случае установки в точку А. Теперь взгляните на Рис. 2. На этой диаграмме мы сдвинули рабочую точку, установив её между А и В, вторым высокоуровневым сигналом fo, модулирующим амплитуду сигнала fi. Слово "модулирующий" здесь использовано не в совсем строгом его значении для наглядности, предположим, что сигнал fiявляется несущей, а сигнал fo– модулирующий со звуковой частотой, получаем то, что называется амплитудной модуляцией. Мы наглядно показали, что амплитудная модуляция является таким же процессом, как и смешение, суммарные и разностные компоненты, по отношению к модуляции составляют боковые полосы.

Следующее наблюдение следует сделать относительно уровней сигналов fi и fo. Сигнал fo имеет больший уровень, следовательно, он больше подвержен образованию гармоник частоты fo, генерируемых вследствие нелинейности характеристики смесителя. Сигнал fi сохраняется достаточно на низком уровне и занимает небольшую часть характеристики, которая, в первом приближении, может рассматриваться как прямая, указывая на то, что уровень гармоник сигнала fiбудет небольшим. Это нормальный способ эксплуатации смесителя приёмника, где fi – входной сигнал, а fo - сигнал местного гетеродина. Величина сигнала на входе поддерживается на небольшом уровне, чтобы минимизировать образование гармоник и интермодуляционных продуктов с другими источниками сигнала и гармониками fi, обусловленными кривизной характеристики смесителя. Обэтом в нижеследующих параграфах.

Мультипликация (перемножение)

Вернёмся к обсуждению Рис. 2, процесс смешения есть математически частный случай перемножения. Действующая амплитуда сигнала fi перемножается на действующую амплитуду сигнала fo, отсюда результирующие компоненты называются продуктами. Всё, конечно, выглядит конфузно, поскольку мы знаем, что получаемые на выходе смесителя частоты равны сумме и разности частот подводимых к смесителю сигналов. Но нужно понимать, что перемножаются только действующие амплитуды, а не частоты, а само явление может быть объяснено одним из хорошо известных тригонометрических тождеств:

sin(A) sin (B) = (1/2) cos(A + B) - (1/2) cos(A - B) ... (1)

Мы можем выразить действующую амплитуду f1 и foследующим образом:

Ai.sin(2π.fi.t) и Ao.sin(2π.fo.t),

где Aiи Ao- их соответствующие амплитуды и t = время.

Перемножая их с заменой в тождестве (1), мы получаем следующее:

Ai.sin(2π.fi.t).Ao.sin(2π.fo.t)= (1/2)AiAo{cos- cos}

Можно видеть, что две новые функции косинуса (fo + fi) и (fo - fi) сформированы для замены суммарной и разностной частот. Конечно же, косинусоида - та же самая синусоида, но сдвинутая по фазе на 90 градусов.

Продукты смешения

На выходе смесителя присутствуют намного больше компонентов, чем просто суммарная и разностная от входных. Чтобы проиллюстрировать это на спектроанализаторе, соберём простую смесительную схему на германиевом диоде (Рис. 3.) Сигнал fo напряжением 1 Врр подан параллельно диоду, что достаточно, чтобы сдвинуть его рабочую точку по кривой вольт-амперной характеристики диода, а сигнал fi имеет уровень менее 0,1 Врр. Выбор частот в 150 и 200 кГц для fi и fo, соответственно, не имеет какого-либо значения, кроме демонстрационного.

Рис. 3. Простой диодный смеситель

Рис. 4. Частотный спектр простого диодного смесителя
(Напряжения на диоде: fo = 1 Вpp, fi = 0,1 Вpp)
Ось Y - 10 дБ на деление.

Рис. 4 в трёх частях показывает выход смесителя, когда на него поданы сигналы с частотами или foили fi и когда эти сигналы поданы одновременно для смешения. Отметьте высокий уровень гармоник от сигнала fo, по сравнению с сигналом fi. Гармоника 2foсоставляет величину лишь на 20 дБ меньшую, чем fo, тогда как гармоника 2f1 на 45 дБ ниже f1, а более высокие гармоники fi ещё менее заметны. Отметьте также, что на выходе смесителя, при смешении, образуются не только суммарные и разностные частоты от fi и fo, но и суммарные и разностные продукты от fo. (если быть более строгим, то тоже самое образуется и от частоты fi, но уровень этих продуктов намного ниже и зачастую относится к шуму – UA9LAQ).

Если комбинационные продукты нежелательны, то опасность их и степень подавления зависит от того, насколько близко они расположены к требуемой (суммарной или разностной) частоте, отсюда зависит и полоса пропускания фильтра, следующего за смесителем, с помощью которого будет выделяться сигнал необходимой частоты после смешения. Допустим, что мы собрались использовать выходную суммарную компоненту (fo + fi), тогда ближайшие к ней комбинационные частоты более высоких порядков будут: (fo - fi) и 3(fo - fi). Учитывая, что их уровень невысок, они не составят большой проблемы. На что следует обратить внимание, так это на высокий уровень сигнала с частотой fo, проще: сигнала гетеродина, который на 36 дБ выше комбинационной компоненты (fo + fi) - суммарного сигнала ПЧ, и на 2fo, прилегающую к (fo + fi) и имеющую уровень на 16 дБ выше её.

На Рис. 5 показано, что произойдёт, если мы увеличим уровень сигнала fi до уровня fo. Уровни получаемых суммарной и разностной компонент подрастут, как и уровни других продуктов, плюс (теперь уже с заметным уровнем) появятся суммарные и разностные продукты гармоник частоты fi.

Рис. 5. Простой диодный смеситель
(Напряжения на диоде: fо = 1 Врр, fl = 1 Врр)
Ось Y - 10 дБ на деление.

Из-за конкретно выбранных частот 200 и 150 кГц, выбранных для foandfi, некоторые гармоники и комбинационные сигналы совпадают по частотам (увеличивая наложением амплитуду этих компонент – UA9LAQ), что очевидно из Рис. 5. (Например, 2foи (4fi - fo) совпадают на частоте 400 кГц). Это проиллюстрировано на Рис. 6, где f1 сдвинута вниз к 115 кГц, обнажая ещё много компонентов, включая (4f1 - fo), которая теперь расположится на частоте 260 кГц.

Рис. 6. Простой диодный смеситель.
(Напряжения на диоде: fo = 1 Вpp, fi = 1 Вpp)
fi изменена на 115 кГц
Ось Y– 10 дБ на деление.

Если взять проблему присутствия сигнала foна выходе смесителя с уровнем 35 дБ выше необходимой комбинационной компоненты, например, суммарной: (fo + fi), то можно применить балансный смеситель и нивелировать эту входную компоненту. Для демонстрации этого блок промышленного двухбалансного смесителя типа СМ1 (Рис. 1) был установлен на испытательный стенд, и на него были поданы сигналы с теми же частотами 200 кГц (fo) и 150 кГц (f1). Полученный спектр показан на Рис. 8. Видно, что теперь уровень обоих сигналов и f1 и fo находится ниже уровня комбинационной суммарной компоненты (fo + fi) на 35 дБ. Балансные смесители рассмотрены ниже.

Рис. 7. Двойной балансный кольцевой смеситель типа CM1.

Рис. 8. Частотный спектр двойного балансного смесителя.

Виды смешения

Смесители можно классифицировать на работающие в непрерывном нелинейном режиме (Рис. 2) и ключевые.

Типичным смесителем первого типа является схема на двухзатворном полевом транзисторе, показанная на Рис. 9. У ПТ – квадратичная характеристика, которая с успехом может быть применена для смешения. Из-за высоких входных импедансов ПТ требуют небольшой входной мощности, отдельные затворы обеспечивают хорошую развязку между двумя смешиваемыми сигналами.

Рис. 9. Смеситель на двухзатворном полевом транзисторе с изолированными затворами в непрерывном нелинейном режиме.

Большинство смесителей на биполярных транзисторах и лампах работают в непрерывном нелинейном режиме. По сравнению с квадратичной характеристикой ПТ, биполярные транзисторы и полупроводниковые диоды имеют экспоненциальные характеристики, а вакуумные лампы подчиняются закону степени 3/2 (Для ясности оставляю предложение из оригинала полностью: By comparison to the square law of the MosFET, the bipolar transistor and the semiconductor diode have an exponential characteristic and the vacuum tube a 3/2 power law. – UA9LAQ).

Квадратичная характеристика ПТ больше приемлема потому, что генерация гармоник, при ней, теоретически, ограничена вторым порядком. Этоможетбытьустановленодругимизвестнымтригонометрическимтождеством:

cos(2A) = 1- 2sin 2 A и

Sin 2 A = (1/2) (1 + cos(2A))

Отсюда, если возвести в квадрат входную компоненту f, выраженнуюкак Af.sin(2π.f.t), то мы получим:

2 = (1/2)Af 2

У нас получится частота - 2f (вторая гармоника), другие отсутствуют. Это также означает, что в нашем квадратичном смесителе продукты высших порядков ограничены третьим порядком: (2fo+ fi) и (2fi+ fo).

Чтобы сравнить с этим экспоненциальный закон характеристики биполярного транзистора или диода, мы можем продлить экспоненциальную функцию, используя последовательность Тейлора (Taylor series):

e x = 1 + x + x 2 /2! + x 3 /3! + x 4 /4! etc.

Подставим x = sin (2π.f.t) и мы получим следующее:

sin(2π.f.t), sin 2 (2π.f.t), sin 3 (2π.f.t), sin 4 (2π.f.t) , и в действительности, все мощности, равные sin(2π.f.t).

Мы видели, что синусоидальный, возведённый в квадрат, сигнал даёт вторую гармонику, теперь исследуем компоненту синусоидальный сигнала, возведённого в куб (у кубической характеристики – экспоненциальный вид – UA9LAQ). Для этого используем третье тригонометрическое тождество:

sin(3A) = 3sinA - 4sin 2 .3A

Преобразование формы даст:

sin 3 A = (3/4)sinA - (1/4)sin(3A)

Подставляя 2π.f.t = A, получим sin , вытекающее из определения куба синусоиды экспоненциальной функции, что подтверждает генерацию третьей гармоники.

Не вдаваясь в другие математические подробности, мы можем предсказать, что складывается закономерность, в которой каждая прибавляемая мощность sin(2π.f.t) даёт соответствующее приращение порядка гармоник. Приняв это за истину, можно сделать вывод, что экспоненциальная характеристика биполярного транзистора или полупроводникового диода, способствует генерации гармоник всех порядков, в сравнении с квадратичной характеристикой ПТ с изолированным затвором, которая способствует появлению только второй гармоники.

Ключевые смесители

Вторыми в классификации рассмотрим ключевые смесители. Эти смесители работают переключением входного сигнала (f1) из одного состояния в другое (включено-выключено) в течение каждого полупериода управляющего сигнала (fo). Рис. 7 показывает двухбалансный ключевой смеситель, в котором диоды служат переключателями. Диоды попарно открываются, в зависимости от полярности прилагаемого к ним напряжения с частотой fo и это переворачивает каждый раз фазу f1. Процесс переключения проиллюстрирован на Рис. 10 и 11: на первом показан случай, когда частота fi выше, чем fo, на втором - fi ниже fo. Сигнал, fi, в действительности перемножается на прямоугольные импульсы с частотой следования fo, с соответствующей амплитудой и даёт следующие основные и гармонические компоненты:

(4/π) ----------------(2)

Это означает, что fi перемножается с основной частотой fo и всеми её нечётными гармониками. (Отметьте, что идеальные прямоугольные импульсы не содержат чётных гармоник).

Ситуация упрощается, так как прямоугольные импульсы имеют только два состояния (по амплитуде, и в идеале – UA9LAQ), единица и минус единица (логические уровни – UA9LAQ), так что, чтобы умножить на fi, необходимо перемножить fiи на единицу и на минус единицу, что означает переворот фазы fi, при каждой смене полярности fo.

Смеситель определяется как двухбалансный, поскольку оба входных сигнала сбалансированы (взаимно уничтожены – UA9LAQ) относительно выхода. Подавление уровня входных сигналов предварительно упомянуто и проиллюстрировано на Рис. 8.

Рис. 10.
Двойной балансный смеситель. Коммутация сигнала с частотой f1 сигналом с частотой fo (fi выше fo).

Рис. 11.
Двойной балансный диодный смеситель. Коммутация сигнала с частотой fi сигналом с частотой fo (fiниже fo).

Другим типом диодного ключевого смесителя является однобалансный полукольцевой, показанный на Рис. 12. В этой схеме диоды включаются и выключаются во время противоположных полуволн сигнала (напряжения) частотой fo, как показано на Рис. 13. В этом случае, мы не можем сделать заключение, что сигнал частотой fi (и амплитудой Ai) перемножается на прямоугольные импульсы с частотой следования fo и с амплитудой в единицу, речь пойдёт о сдвиге по постоянному току с амплитудой в единицу. Однако, перемножаявходныесоставляющие, получимследующийрезультат:

Ai.sin(2π.fi.t).(1 + [последовательность прямоугольных импульсов (2)])

Сдвиг по постоянному току заменён единицей и, умножая это на Ai.sin (2π.fi.t), заменяющее сигнал частотой fi, мы и получим сигнал той же частоты fi, отсюда, fi - не сбалансирован относительно выхода этого смесителя. Напротив, сигнал переключения частотой fo - сбалансирован, а отсюда и название смесителя – однобалансный.

Рис. 12. Однобалансный смеситель (полукольцо).

Рис. 13. Однобалансный диодный смеситель.
(fi перемножается переключающим напряжением fo, амплитуда сигнала равна амплитуде переключающего напряжения).

Выход

Степень изоляции входного сигнала в балансном смесителе определяется тщательностью балансировки трансформатора и согласованием диодов. На заре эры полупроводников, некоторые телефонные системы использовали купруксные выпрямители. Современные же сбалансированные смесительные модули, которые подходят и для применения на УКВ и СВЧ, включают в себя быстродействующие диоды, характеризующиеся малым напряжением на них в проводящем состоянии, малым обратным током, малой величиной собственной ёмкости и очень высоким значением максимально применимой частоты.

Диоды всех типов имеют “изогнутую” характеристику включения (начальный участок) и, тем не менее, могут, жёстко управляемые сигналом fo, работать в частично непрерывном нелинейном режиме. В спектре балансного смесителя, показанном на Рис. 8, чётные гармоники fo ясно показывают, что отсутствует идеальное переключение по закону прямоугольных импульсов.

Диодные балансные смесители работают очень хорошо, но обладают скорее потерями преобразования, чем усилением. Они также являются устройствами с низким импедансом и требуют для работы с ними низкого импеданса источника схем “привязанных” к ним. Из-за этих характеристик диодов, часто используются активные смесители на биполярных или полевых транзисторах. Эти смесители имеют усиление при преобразовании и могут работать со схемами “обвязки”, имеющими более высокий импеданс.

Схема активного балансного смесителя, построенного автором для использования в трансивере, показана на Рис. 14. В этом случае, SSB сигнал смешивался с несущей, имеющей частоту 21 МГц для получения ПЧ в 17 МГц (преобразование вверх). Спектр этого смесителя показан на Рис. 15. Этот смеситель работает в непрерывном нелинейном режиме, сигнал fo заставляет напряжение на затворах изменять ток стока в большой части характеристики зависимости тока стока от напряжения на затворе. Точный баланс усилений транзисторов достигается дифференциальной регулировкой (подстройкой) токов стоков потенциометром, регулирующим смещение в цепи истоков.

Рис. 14. Балансный смеситель на ПТ.
T1 -10 витков тройным проводом на кольце Рhilips 97120, μ = 2300
T2 - 8 витков тройным проводом на кольце Рhilips 97160, μ = 120

Рис. 15.
Спектральный анализ балансного смесителя на ПТ.

Активные балансные смесители могут работать также в ключевом режиме, в который их можно перевести увеличением уровня сигнала fo до точки, где выходной ток переключается между двумя уровнями: нулевым (выключено) и током насыщения (включено). В каком режиме работать смесителю определяется уровнем напряжения foи в некоторой степени установкой начального смещения входа.

Смешение при преобразовании вверх и вниз

Вы можете задать вопрос: где преимущественно применяется балансный смеситель по отношению к небалансному? Один ответ на вопрос лежит в том, насколько сложно удалить опорную частоту настройкой или фильтрованием. В случае, показанном на Рис. 14, несущая с частотой 21 МГц расположена достаточно близко к выбранной компоненте - частоте ПЧ 17 МГц, и выбрана балансная схема, так как, в противном случае, возникает опасность появления остаточного (опасного) уровня сигнала опорной частоты (частоты гетеродина) в выходном сигнале (ПЧ).

Такое же частотное преобразование, наоборот, требуется, когда 17 МГц преобразуется в ПЧ 4 МГц с использованием напряжения гетеродина той же частоты 21 МГц. В этом случае, однако, частота 21 МГц отстоит далеко от ПЧ 4 МГц и может быть легко отфильтрована, а в качестве смесителя можно использовать обычную схему смесителя на двухзатворном ПТ, показанную на Рис. 9.

Следует сделать особое ударение на том, что балансный смеситель желателен во всех случаях с преобразованием вверх, как это обычно делается в SSB передатчиках, преобразование вниз, которое встречается большей частью в приёмниках, менее критично к этому требованию. Другим примером применения балансного смесителя является амплитудный модулятор, который даёт на выходе двухполосный сигнал с подавленной несущей. Сигнал f1 является здесь звуковым (от микрофонного усилителя), а сигнал несущей (опорной частоты) fo балансируется (подавляется). В этом случае, смеситель обычно называется балансным модулятором. Вспомните, мы уже упоминали ранее, что смешение и амплитудная модуляция являются одним и тем же процессом. Балансный модулятор является первым каскадом в SSB – передатчике, где получаются две боковые полосы сигнала, одна из которых позднее удаляется избирательным фильтром.

Продукты интермодуляции

Поскольку наше смесительное устройство работает в нелинейном режиме для выполнения функции смесителя, то оно генерирует и интермодуляционные продукты от нежелательных сигналов, попадающих на его вход. Продукты могут возникать как результат смешения нашего сигнала fi (который мы теперь будем называть f1) с другим сигналом f2 или в результате смешения совершенно разных сигналов f2 и f3. Наиболее “беспокоящими” являются для нас, так называемые, продукты третьего порядка (2f1-f2) или (2f2 - f1). Они наиболее опасны потому, что являются ближайшими по частоте продуктами интермодуляции к f1.

Примем частоту требуемого сигнала f1 равной 14,200 МГц, а другой сигнал f2 имеет частоту 14,300 МГц. В этом случае, продукты третьего порядка будут иметь частоты 14,100 и 14,400 МГц. Предположим также, что имеется и третий сигнал С на частоте 14,400 МГц и вычислим продукты интермодуляции третьего порядка от f2 и f3, т. е., (2f2 - f3) и (2f3 - f2). Из этого мы получим 14,200 и 14,500 МГц, первое значение совпадает с частотой необходимого принимаемого сигнала f1, что явится причиной помехи.

Интерференционные помехи могут составлять серьёзную проблему и поэтому одним из параметров смесителя является уровень его продуктов третьего порядка на выходе относительно уровня необходимой суммарной или разностной компоненты.

Точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка

Выше было упомянуто, что для уменьшения уровня интермодуляционных составляющих, необходимо иметь входной сигнал fiна низком уровне. Исследуем это утверждение:

Предположим, что мы подвели два синусоидальных сигнала с одинаковой амплитудой ко входу нелинейного устройства. Заметим уровни и увеличим их в 3,16 раза (или на 10 дБ). Из-за нелинейности увеличение на выходе будет не таким, как на входе, однако, выходной спектр может быть пересчитан в компоненты, состоящие из двух основных частот f1 andf2, и другие компоненты, которые можно анализировать отдельно. Сигналы основных частот должны возрастать линейно, иначе, они не будут основными, отсюда их выходные напряжения должны возрастать на строго предложенную относительно входа величину (т. е., 3.16). Другие компоненты будут описаны иными уравнениями.

Ранее мы обращались к тригонометрическому тождеству: cos(2A) - 1/2(sin**2A) и показывали, что компоненты второй гармоники ассоциируются с функцией квадрата синусоиды, отсюда мы можем сделать вывод, что компоненты второй гармоники 2f1 и 2f2 следуют функции квадрата входного уровня. Конечно же, в нашем случае, нам более интересен уровень продуктов третьего порядка, результаты перемножения 2f2 на f1 и 2f1 на f2. При fiи f2, одинаковых по амплитуде, результат будет таковым, что продукты третьего порядка (2f2 - f1) и (2f1 - f2) будут следовать кубической зависимости относительно входных уровней. Если свести наше изменение в 3,16 раза в таблицу в децибельном виде, то мы получим следующее:

Изменение входного уровня - 20 LOG 3.16 - 10 dB

Изменение выходного уровня основных частот - 20 log 3.16 = 10 dB

Изменение выходного уровня продуктов третьего порядка = 20 log 3.16**3 = 30 dB

(Знаки привожу как в оригинале – UA9LAQ).

Поскольку интермодуляционные продукты возрастают по кубическому закону изменения входных уровней, в противоположность линейному для основных сигналов, то чем выше уровень входных сигналов, тем больше будет соотношение между уровнем продуктов интермодуляции и основных сигналов. Теоретически существует точка, где уровень продуктов интермодуляции сравняется с выходным уровнем основных сигналов. Эта точка называется точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и часто приводится в характеристиках на смесители.

Чтобы измерить эту точку, соберём стенд, показанный на Рис. 16. Два калиброванных сигнал-генератора с одинаковым уровнем сигнала подключены ко входам смесителя, на вход смесителя подключен калиброванный спектроанализатор. Поскольку устройство – смеситель, то и основные и продукты третьего порядка сдвинуты по частоте на значение (частоту гетеродина). В случае, на Рис. 16, действующие выходные компоненты: необходимый сигнал ПЧ (fo - f1) и компоненты третьего порядка и

Рис. 16.
Испытательный стенд для исследования смесителей.

Рис. 17. Характеристика работы смесителя на 3N140. Показана точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка.
DR = динамический диапазон по уровню неразличимых продуктов интермодуляции.

На Рис. 17 показаны кривые смесителя на 3N140, вытекающие из исследования с Рис. 16. Чтобы выполнить его, пришлось входные уровни установить таковыми, что продукты интермодуляции третьего порядка сравнялись с уровнем шумов. Анализатор спектра использовался для того, чтобы отделить различные компоненты визуально друг от друга и измерить их уровни. Всё что нужно учесть, так это уровни входных и выходных необходимых сигналов и уровень интермодуляционных продуктов. Довольно просто продолжить кривые, основанные на линейной и кубической зависимости (до пересечения). В децибельной форме формируется две линии с разным наклоном. Нужный сигнал возрастает на выходе на 10 дБ, при увеличении входного на 10 дБ. Интермодуляционные продукты (IMD) третьего порядка возрастают на 30 дБ при увеличении на 10 дБ по входу. Для подтверждения результатов исследования можно несколько раз повторить опыт с различными уровнями сигналов.

В некоторой точке линии сойдутся, обозначая точку пересечения по интермодуляции третьего порядка. Следует особо отметить, что эта точка – теоретическая и никогда не может быть достигнута на практике, поскольку смеситель войдёт в режим компрессии сигнала раньше, чем эта точка будет достигнута. Определение этой точки полезно, поскольку обе характеристики и линейная и кубическая могут быть восстановлены с помощью соответствующих закономерностей: линейной и кубической зависимости.

Уровень шума и динамический диапазон

Используя аппаратуру с Рис. 16, можно установить другой важный параметр смесителя, - уровень шумового порога на его выходе. Как было упомянуто выше, чем меньше уровень входного сигнала, тем меньше уровень продуктов интермодуляции. Однако, чем меньше уровень входного сигнала, тем меньше и соотношение сигнал/шум. (Вот те “ножницы”, которые ограничивают динамический диапазон смесителя: снизу - шум, сверху – интермодуляция – UA9LAQ).

На Рис. 17 уровень шума обозначен как 0 дБ на выходе и эта информация, вместе с уровнями сигнала и интермодуляционных продуктов, переведена в другую форму, представленную наРис. 18. Здесь мы показываем отношение сигнал/шум, как функцию от уровня входного сигнала на одной кривой, а отношение уровня сигнала к уровню продуктов интермодуляции как функцию входного сигнала – на другой. Отметьте, что здесь имеется оптимальный уровень, там, где пересекаются кривые, и, где уровень выходного сигнала на 50 дБ выше как уровня шумов, так и продуктов интермодуляции.

Рис. 18. Смеситель на 3N140.
Сравнение сигнал/шум и сигнал/продукты интермодуляции.

Для уровней сигналов ниже точки пересечения IMD продукты находятся ниже шумового порога. Это показано также пунктирной линией на Рис. 17.Длина этой линии является также динамическим диапазоном (DR) смесителя, при котором мы не обнаруживаем продуктов интермодуляции. Отметьте, что эта цифра составляет 50 дБ и две трети разности между точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и шумовым порогом (75 дБ). По линейному и кубическому законам двух кривых, соответственно, динамический диапазон (в дБ) может быть всегда определён как 2/3 между точкой пересечения и порогом шума.

Высокий динамический диапазон бесспорно важен, когда смеситель используется в супергетеродинном приёмнике, который имеет дело с большим разбросом уровней входных сигналов. Для удовлетворительной работы, самый малый сигнал должен быть усилен РЧ усилителем до уровня, превышающего уровень шума смесителя, но не слишком сильно, чтобы избежать появления продуктов интермодуляции под действием сильных сигналов. При этом, максимальный уровень нежелательных сигналов также должен находиться в пределах динамического диапазона приёмника. Если это не так, - ждите появления интермодуляционных продуктов. Для больших уровней сигналов необходимо обеспечить меньшее усиление сигналов в УРЧ, применить регулировку усиления по РЧ (или (и) обеспечить приёмник аттенюатором на входе – UA9LAQ).

Другим фактором, который следует упомянуть, является также тот, что уровень шума зависит от полосы пропускания: пропорционален ей, отсюда: уровень шумового порога и динамический диапазон являются также функциями полосы пропускания системы. Относительно Рис. 17 и 18, измерения были выполнены на базе ЧМ полосы пропускания равной 15 кГц. Если бы полоса пропускания была 3 кГц – SSB, то уровень шумового порога был бы на 7 дБ ниже, а динамический диапазон на столько же бы подрос.

Итоги

Смесители можно классифицировать следующим образом:

1. Работающие в непрерывном нелинейном режиме, или работающие в ключевом режиме.

2. Несбалансированные или сбалансированные, в которых один или оба входных сигнала сбалансированы относительно выхода (подавлены и не присутствуют на выходе смесителя – UA9LAQ).

3. Смесители, которые имеют усиление при преобразовании и смесители, которые имеют при преобразовании потери.

Смесители, обычно, работают при смещении рабочей точки путём опорного сигнала fo по всему нелинейному участку характеристики смесителя, при низком уровне входного сигнала f1, достаточном, чтобы, с одной стороны, обеспечить низкий уровень шума, с другой – минимизировать продукты интермодуляции.

Уровень продуктов смешения третьего порядка возрастает в пропорции к кубу уровня входного сигнала (и выходного). Работу смесителя как функцию уровня входного сигнала можно определить точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка и уровнем шумового порога.

То, что представлено в настоящей статье, является исследованием работы смесителей и изложением некоторых идей по поводу, как нужно их эксплуатировать. Дальнейшую информацию по практическому применению этих устройств можно найти в справочниках, например, публикуемых ARRL (AmericanRadioRelayLeague).

Свободный перевод с английского с разрешения автора: Виктор Беседин (UA9LAQ) [email protected] г. Тюмень март, 2005 г

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами 1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET ).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET ), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3) и точке компрессии (P 1dB).

Кольцевой диодный смеситель

Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной 3,4 . Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе 5,6,7 .

Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1 . Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.

Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.

Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm , для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.

С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1 , производимого фирмой Mini-Circuits . Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.

По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm , а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц . Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.

Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2 , а их численные значения сведены в табл.1 .

Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.

Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP 3 — и P 1dB -параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.

Табл.1.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-9 dBm
f 2	510 кГц	-9 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	+7 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-14 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-14 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-56 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-56 dBc

Gain		-5 dB
IIP 3		+19 dBm
P 1dB		-4.5 dBm

Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)

Рис.3.

В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET ). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3 .

Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP 3) выше +40 dBm , но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.

В профессиональной и радиолюбительской литературе 8,9,10,11,12,13,14 очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.

Смеситель по схеме «транзисторное дерево»

На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор 15 , этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей 16 . Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов 17 .

Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).

Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T 2 противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT 2 и VT 5 . Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT 2 и VT 5 в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R 4 ..R 6 .

Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT 2 и VT 5 , противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T 1 . Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R 3 и R 7 , сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T 3 .

С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R 4 ..R 6 равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT 2 и VT 5 было установлено равным +2.1 В , при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА . Напряжение на базах транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 было установлено равным +4.7 В . Таким образом рабочая точка транзисторов VT 2 и VT 5 оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала 18 . Все трансформаторы T 1 , T 2 и T 3 Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом .

Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт ). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт ).

Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P 1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP 3 ) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.

Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.

Табл.2.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-7 dBm
f 2	510 кГц	-7 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-5.5 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-5.5 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-42.5 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-42.5 dBc

Gain		-1.5 dB
IIP 3		+17.5 dBm
P 1dB		+4.5 dBm

Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT 2 и VT 5 , работающие как управляемые напряжением источники тока. 19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе. 19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока h fe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 . Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback ), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.

Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback )

На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).

Рис.6.

Последовательная ООС (series feedback ) образована резистором R 2 , включенным в эмиттерную цепь транзистора VT 1 . Параллельная ООС (shunt feedback ) образована резистором R 1 , включенным между коллектором и базой транзистора VT 1 .

Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением 23,24:

а коэффициент усиления по мощности:

Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».

(вариант 1)

Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7 . Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback ) R 2:R 3 между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT 1:VT 3 и базой управляющего транзистора VT 2 через развязывающий конденсатор C 1 . Последовательная ООС (series feedback ) образована цепью из трех резисторов R 5:R 9:R 13 . В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R 2:R 3:C 1 подается в базу управляющего транзистора VT 2 . В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT 2 подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.

Рис.7.

Аналогично вторая транзисторная пара VT 4:VT 6 со вторым управляющим транзистором VT 5 и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R 5:R 9:R 13 играют ту же роль, что и резистор R 2 в схеме на рис.6 и выражениях и .

Выходной трансформатор T 3 подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 через четыре 100-омных резистора R 7:R 8:R 10:R 11 таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.

Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R 2 , R 3 , R 15 и R 16 равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом , а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB .

Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.

Табл.3.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	-3 dBm
f 2	510 кГц	-3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	-10 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	-10 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-49 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-49 dBc

Gain		-7 dB
IIP 3		+21.5 dBm
P 1dB		+5.5 dBm

Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4 , собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P 1dB , — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT 1:VT 3 и VT 4:VT 6 , что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100 -омных резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm . Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.

Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора

Гибридные трансформаторы 25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.

В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.

Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.

Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:

Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R 7:R 8:R 10:R 11 привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm . Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).

Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)

На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless -топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.

Рис.10.

Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки R L (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2R L . При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T 3 и T 4 выполнены с соотношением количества витков 1:1:1 , то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2R L , а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4R L .

Периодическое противофазное переключение транзисторов VT 1 и VT 3 сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT 2 , создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T 3 . Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT 2 — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT 1 и VT 3 и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2R L . Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback ).

Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT 1 , VT 3 , VT 4 и VT 6 определяются соответственно выражениями , , и :

A IF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;
G — определяемый выражением коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;
I bias — коллекторный ток смещения транзистора VT 2 .

Крайнее правое слагаемое в равенствах и представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T 3 . Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T 4 , но противоположен по фазе (равенства и ). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10 ), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:

Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T 3 и T 4 описываются выражениями:

а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:

которое, при условии равенства M=N, принимает вид:

Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T 3 и T 4 имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T 1 и T 2 , и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 . Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом . Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T 3 и T 4 , входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом .

Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc , точка пересечения IIP 3 выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm . Также и точка компрессии P 1dB поднялась до +10.5 dBm . Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.

Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.

Табл.4.

Сигнал	Частота	Уровень
Входные сигналы:
f 1	500 кГц	+3 dBm
f 2	510 кГц	+3 dBm
Сигнал гетеродина:
f LO	10 МГц	0 dBm
Выходные сигналы:
f LO +f 1	10500 кГц	0 dBm
f LO +f 2	10510 кГц	0 dBm
f LO +2f 1 -f 2	10490 кГц	-53 dBc
f LO +f 1 -2f 2	9480 кГц	-53 dBc

Gain		-3 dB
IIP 3		+29.5 dBm
P 1dB		+10.5 dBm

Чувствительность к реактивной нагрузке

Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц , схема которого приведена на рис.12 . Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.

Рис.12.

Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 при этом падает на 11.5 dB , а точка компрессии P 1db на 3 dB . Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P 1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP 3 упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.

Табл.5.

	Кольцевой диодный смеситель SBL-1	Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево»	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)	Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 2)
P 1db	-4.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+19dBm	+17.5dBm	+21.5dBm	+29.5dBm
Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки:
P 1db	-7.5dBm	+4.5dBm	+5.5dBm	+10.5dBm
IIP 3	+7.5dBm	+16.5dBm	+20.75dBm	+28.5dBm

В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.

Заключение

Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.

Литература:

Trask, Chris, «Feedback Technique Improves Active Mixer Performance»; RF Design, September 1997.
Patent pending.
Belevitch, V., «Non-Linear Effects in Ring Modulators»; Wireless Engineer, Vol.26, May 1949, p.177.
Tucker, D. G., «Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators»; Wireless Engineer, June 1954, pp.145-152.
Gardiner, J.G., «An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, April 1970, pp.193-197.
Walker, H.P., «Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, May 1976, pp.247-253.
Maas, Stephen A., «Two-Tone Intermodulation in Diode Mixers»; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, March 1987, pp.307-314.
Evans, Arthur D.(ed), «Designing with Field-Effect Transistors»; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
Rohde, Ulrich L., «Recent Developments in Circuits and Techniques for High-Frequency Communications Receivers»; Ham Radio, April 1980, pp.20-25.
Rohde, Ulrich L., «Key Components of Modern Receiver Design»; QST, May 1994, pp.29-31 (pt.1), June 1994, pp.27-31 (pt.2), July 1994, pp.42-45 (pt.3).
Rohde, Ulrich L., «Recent Advances in Shortwave Receiver Design»; QST, November 1992, pp.45-55.
Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Ham Radio, March 1982, pp.30-35 (pt.1), April 1982, pp.38-44 (pt.2).
Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Proceeding WESCON 81, pp.24/1-17.
Rohde, Ulrich L. and T.T.N. Bucher, «Communications Receivers: Principles and Design, 1st ed.»; McGraw-Hill, 1988.
Jones, Howard E., «Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers»; U.S.Patent 3.241.078, 15 March 1966.
Gilbert, Barrie, «Four-Quadrant Multiplier Circuit»; U.S.Patent 3.689.752, 5 September 1972.
Schuster, N.A., «A Phase-Sensitive Detector Circuit Having High Balance Stability»; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, April 1951, pp.254-255.
Sullivan, Patrick J. and Walter H. Ku, «Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs»; Microwave Journal, October 1997, pp.22-38.
Chadwick, Peter, «The SL6440 High Performance Integrated Circuit Mixer»; WESCON 1981 Conference Record, Session 24, pp.2/1-9.
Chadwick, Peter, «More on Gilbert Cell Mixers»; Radio Communications, June 1998, p.59.
Heck, Joseph P., «Balanced Mixer With Improved Linearity»; U.S. Patent 5.548.840, 20 August 1996.
Gilbert, Barrie, «The MICROMIXER: A Highly Linear Variant of the Gilbert Mixer Using a Bisymmetric Class-AB Input Stage»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, pp.1412-1423.
Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach, and Robert Chin, «Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 4, Aug 1974, pp. 167-175.
Ulrich, Eric, «Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR», Microwaves, October 1978, pp. 66-70.
Gross, Tom, «Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications», Electronics, March 3, 1977, pp. 113-115.
Sartori, Eugene F., «Hybrid Transformers», IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), Vol. PMP-4, No. 3, September 1968, pp.59-66.
Bode, Hendrik W., «Coupling Networks», U.S. Patent 2,337,965, December 28, 1943.
Yousif, A.M. and J.G. Gardiner, «Distortion Effects in a Switching-Diode Modulator with Tuned Terminations», Proceedings of the IEE, Vol. 119, No. 2, February 1972, pp. 143-148.

Original text:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23.

Как уже мы рассматривали ранее для необходимо осуществить умножение входного сигнала на синусоидальное напряжение местного генератора (гетеродина). Устройства, умножающие два аналоговых сигнала, в радиоприемных и радиопередающих устройствах получили название смесители. Обычно операция умножения двух аналоговых сигналов осуществляется за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента. Пример вольтамперной характеристики нелинейного элемента приведен на рисунке 1.

Рисунок 1 Умножение двух аналоговых сигналов за счет вольтамперной характеристики нелинейного элемента

В реальных схемах смесителей амплитуда сигнала местного генератора (гетеродина) многократно превышает амплитуду входного сигнала. Поэтому динамическое сопротивление (или коэффициент передачи) нелинейного элемента можно рассматривать как функцию от напряжения гетеродина. Коэффициент передачи нелинейного элемента определяется по формуле:

поэтому крутизну можно рассматривать как производную от вольтамперной характеристики нелинейного элемента. Тогда напряжение на выходе смесителя будет записано следующим образом:

Эта формула показывает, что описанное изменение режима работы нелинейного элемента под действием напряжения гетеродина эквивалентно умножению входного сигнала на это напряжение. Если вольтамперная характеристика будет представлять собой квадратичную зависимость тока от напряжения, то производная от нее будет являться линейной функцией, и в этом случае крутизна нелинейного элемента будет линейно зависеть от напряжения гетеродина, а значит, в смесителе не будут проявляться полезного сигнала.

Теперь определим коэффициент передачи смесителя (преобразователя частоты). Для этого воспользуемся зависимостью крутизны нелинейного элемента с квадратичной характеристикой от входного напряжения. График зависимости крутизны от входного напряжения для нелинейного элемента с квадратичной характеристикой приведен на рисунке 2.

Рисунок 2. График зависимости крутизны от входного напряжения для нелинейного элемента с квадратичной характеристикой

К сожалению, кроме описанного полезного преобразования, на выходе нелинейного элемента будут присутствовать и дополнительные компоненты спектра. Прежде всего, это напряжение самого гетеродина и его гармоник. Ведь нелинейный элемент обладает и статическим коэффициентом передачи. То же самое можно сказать и по отношению к входному сигналу. В случае квадратичной характеристики нелинейного элемента на его выходе будет присутствовать напряжение первой и второй гармоник, как гетеродина, так и входного сигнала.

При обсуждении принципов работы мы уже обсуждали, что для переноса спектра полезного сигнала на промежуточную частоту используется формула:

Однако в рассматриваемой ситуации на нелинейном элементе присутствуют сигналы гармоник входного сигнала и гетеродина. Промежуточная частота может образовываться не только первыми гармониками, но и гармониками более высоких порядков. В результате данная формула видоизменяется к следующему виду:

В результате в приемнике образуются дополнительные побочные каналы приема. Где находятся эти каналы и механизм их возникновения иллюстрируется рисунком 2.

Рисунок 2. Механизм образования побочных каналов за счет продуктов нелинейности второго и третьего порядков

Наиболее близким побочным каналом является канал f с ", отстоящий на половину промежуточной частоты. Он образуется при перемножении его второй гармоники и второй гармоники гетеродина. Разность частот между ними точно соответствует промежуточной частоте. В результате преобразования сигнал этого канала проходит на выход фильтра промежуточной частоты без ослабления. Появление этого побочного канала оборачивается ужесточением требований к фильтру радиочастоты.

Для борьбы с этим побочным каналом приема применяются симметричные схемы смесителей, такие как и смесители. Кроме того, существенную роль играет уровень сигнала гетеродина. При увеличении уровня сигнала гетеродина уровень гармоник принимаемого сигнала уменьшается. Это связано с тем обстоятельством, что нелинейный элемент фактически переходит в ключевой режим работы.

Точно таким же образом образуется побочный канал за счет перемножения третьей гармоники побочного канала f с " и гетеродина. Обычно в смесителе уровень продуктов преобразования третьего порядка выше, чем уровень продуктов преобразования второго порядка, однако этот побочный канал приема отстоит от полезного сигнала дальше (на 2/3f пч), а, следовательно, его легче можно подавлять при помощи полосового фильтра преселектора.

При проектировании смесителя количество учитываемых гармоник сигнала и гетеродина зависит от вида вольтамперной характеристики нелинейного элемента и формы сигнала гетеродина. Наименьшим количеством гармоник, а, следовательно, и наименьшим количеством побочных каналов обладают смесители, построенные на нелинейных элементах с квадратичными вольтамперными характеристиками.

В последнее время широко стали применяться преобразователи частоты с прямоугольной формой напряжения гетеродина. Активные элементы смесителя (диоды или транзисторы) при этом работают практически в ключевом режиме. При этом как в открытом, так и в закрытом состоянии они представляют собой практически линейное сопротивление. В результате гармоники полезного сигнала практически не образуются. Нелинейные свойства активных элементов проявляются только при переключении режима работы и чем короче этот интервал - тем лучше. Как следствие - гармоникам гетеродина не с чем взаимодействовать

Для подавления нежелательных составляющих спектра применяются полосовые фильтры, настроенные на частоту рабочего канала. Кроме того, в некоторых схемах смесителей применяются различные методы компенсации напряжений и токов гетеродина и сигнала. Наибольшее распространение в супергетеродинных приемниках получили смесители на диодах и транзисторах. Начнем изучение работы преобразователей частоты с простейшей схемы - диодного смесителя

Литература:

Вместе со статьей "Принцип работы смесителя (преобразователя частоты)" читают:

Реальные смесители сложны для анализа, и поэтому их эксплуатационные характеристики определяются множеством параметров...
http://сайт/WLL/ParSmes.php

В диодном преобразователе на вход нелинейного элемента, в качестве которого выступает диод, одновременно подаются два сигнала...
http://сайт/WLL/DiodSmes.php

Для того чтобы убрать из выходного сигнала напряжение гетеродина обычно применяют двухтактную схему, называемую балансным смесителем...
http://сайт/WLL/BalSmes.php

Уменьшить уровень радиосигнала на выходе преобразователя частоты позволяет схема кольцевого смесителя...
http://сайт/WLL/KolSmes.php

В ряде случаев в супергетеродинном приемнике очень трудно обеспечить удовлетворение требований по подавлению частоты зеркального канала и соседнего канала одновременно...
http://сайт/WLL/kvSmes.php

может быть использован в тракте усилителя высокой или промежуточной частоты радиоприемника . Коэффициент передачи усилителя от режима работы каскада на транзисторе VT1, что позволяет ввести в АРУ с глубиной регулировки до 40 дБ.

Радиоприемник (рис. 39.9) может принимать сигналы радиолюбительских радиостанций в диапазоне 14 МГц (или 21 МГц при замене контуров) . состоит из входного предусилителя на транзисторе VT1 и двух смесителей с перестраиваемым (DA1) и кварцованным (DA2) гетеродинами. Выходной сигнал частотой 465 кГц через подают затем на AM/ и (на схеме не показано).

Катушки индуктивности радиоприемника выполнены на каркасах диаметром 6-7 мм с подстроечными сердечниками из феррита и содержат: L2, L4-L9 - по 18 витков провода диаметром 0,3-0,4 мм виток к витку; LI, L3, L10 - по 6 витков такого же провода, намотанных поверх соответствующих катушек; L11 - 80 витков провода диаметром 0,15 мм внавал. Катушки выполнены без экранов. При использовании экранов число витков следует увеличить на 30-40 %.

Рис. 39*17. Типовая включения микросхемы SA612А

Рис. 39.18. Варианты выполнения входных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612A

Рис. 39.19. Варианты выполнения выходных цепей балансного смесителя на микросхеме SA612А,

Рис. 39.20. Варианты выполнения цепей гетеродина балансного смесителя на микросхеме SA612А

Типовая включения микросхемы показана на рис. 39.17. Варианты подключения входных, выходных цепей и цепей гетеродина - на рис. 39.18-39.20. Параметры катушек индуктивности, рис. 39.17: L1 - 0,2-0,283 мкГн;

Рис. 39.21. на микросхеме ΝΕ612

L2 - 0,5-1,3 мкГн; L3 - 5,5 мкГн·,

L4 - 1,5-44 мкГн.

С использованием микросхемы ΝΕ612 может быть изготовлен несложный , рис. 39.21 . Взаимосвязанные колебательные контуры L1C5, L2C6 должны быть настроены на частоту второй гармоники входного сигнала.

Для СВ-радиостанций, работающих по сетке частот, обычно используют цифровые синтезаторы. Учитывая, что при приеме сигналов используется автоподстройка на частоту канала, можно собрать простой аналоговый синтезатор частот, плавно перестраиваемых по диапазону.

Рис. 39.22. синтезатора частот на основе микросхемы SA612А

Частотно-модулированный «аналоговый» синтезатор, представленный на рис. 39.22 , выгодно отличается повышенной стабильностью частоты вырабатываемого сигнала, что обусловлено применением высокочастотного кварцевого резонатора на частоту 24 МГц. Плавная перестройка осуществляется в диапазоне частот 27,0-27,3 МГц. с электронной перестройкой работает в диапазоне частот 3,0-3,3 МГц.

L1 содержит 20 витков; L2 - 9; L3 - 2; L4 - 8; L5 - 3 (подбор); L6 35 витков провода ПЭВ-1 0,23 мм, намотка виток к витку. Катушки L2 и L3, как и L4 и L5 расположены на общих каркасах.

Рис. 39.23. Фрагмент приемного тракта на микросхеме SA612A

Радиоприемный тракт (до цепей ) на микросхеме SA612A выполнен с кварцевой

стабилизацией частоты, рис. 39.23 . Сигнал промежуточной частоты выделяется пьезокерамическим фильтром на 10,7 МГц. Входной контур L1C2 настроен на частоту 27,14 МГц.

Шустов М. А., Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микросхемах. - СПб.: Наука и Техника, 2013. -352 с.

Понравилась статья? Поделитесь ей

Распечатать статью